局部放电是高压绝缘破坏的主要原因，局部放电的测量一直是高压绝缘产品质量控制的重要指标，是绝缘在线检测、预防事故的有效手段。但准确测量局部放电十分困难。主要困难是干扰。
　　几十年来，人们在局部放电的防干扰方面做了大量的研究。由于局部放电测量不能测量局部放电本身的波形，被测波形完全决定于测试回路的参数，因此任何电激励脉冲都会在测试回路中产生与局部放电相同的波形。到目前为止，最有效的防干扰措施仍是最原始的方法——增加电源的滤波，把整个实验室用双层金属屏蔽起来^［1］。
　　传统的平衡法采用两只相同的试样，以可调电阻电容为输入元件，调节电桥平衡以减少干扰的影响。这种平衡法的缺点是必须使用两只大致相同的试样，被测试样的电容量受到输入电阻功率的限制。由于检测频带宽，分布参数影响大，使电路不容易平衡。
　　1965年，日本的金子等人首次提出了调谐平衡测量方法，但至今没有关于该电路平衡原理的报道。作者在详细分析了这种电路原理后，提出了一种崭新的局部放电测量法——选频平衡法。本文在分析、推导了这种测试方法的干扰抑制原理后，采用该电路在模拟和实际高压电路上进行了测量，理论分析与实验结果是相符合的。
　　
1　局部放电选频平衡法测试及干扰抑制原理
　　局部放电选频平衡测量方法采用调谐平衡法的一次测量回路，如图1所示。图中，C₁、C₁₁为试样，L₂、L₁₂为取样电感，C₃、C₁₃为调谐电容，T₄为提取信号的隔离变压器。在隔离变压器中，干扰信号相减，C₁和C₁₁中的局部放电信号因有相位差，可直接传输到次级，经带通滤波和放大后，在示波器上观测。　　

图1　局部放电选频平衡测试电路原理图

　　将图1的电路重画如图2。其中C₁、C₁₁为试样等效电容，L₂、L₁₂、R₂、R₁₂为取样电感的等效电感和电阻，可变电容C₃、C₁₃为调谐电容，L₄、L₁₄、R₄、R₁₄为取样变压器的等效电感、电阻。由于隔离变压器两个初级线圈是对称绕制的，它们之间及初、次级间的互感已经包含在L₄和L₁₄中。　　

图2　局部放电选频平衡测试法一次电路等效原理图

　　运用电路频谱分析的方法，可得到图2所示的一次电路对于从高压端C引入的干扰信号在AB端输出的传递函数。为便于分析，考虑到C₁>>C₃、C₁₁>>C₁₃、L₂≈L₄、L₁₂≈L₁₄、R₂≈R₄、R₁₂≈R₁₄等近似条件，干扰传递函数如式(1)所示。

　　　(1)

　　
　　式中：ΔC₃=C₃-C₁₃
　　分析干扰信号在固定频率下的输出，我们必须考察传递函数的幅频特性。令S=jω,得干扰的幅频特性函数如下：

　　要在某一固定频率(选频频率)下抑制干扰，理想情况应使干扰信号的幅频特性在这一频率下为0。但在实际测量中，线路热噪声干扰、选频放大器固有噪声等干扰的存在，使得幅频特性在这一频率下不必为0，只要小于某一阀值ε即可。因此由(2)式并化简可得：

　　由于实际测量时C₁和C₁₁相比拟，因此，式(3)可进一步化简为：

　　讨论C₃和C₁₃的组合情况时，式(4)还可化简为：

　　考察式(4)和(5)可得到如下结论：
　　1.电路参数固定时，只有在某个特性的频率下干扰信号才能够被完全抑制，而其它频率的信号则不能抑制，因此必须用选频电路来提取这个能够控制干扰的频率。
　　2.当试样电容C₁和耦合电容C₁₁确定后，通过调整C₃和C₁₃，可以得到完全抑制干扰的频率点。
　　3.当选频电路的频率固定时，有无穷多的C₃和C₁₃值的组合，使电路在这个频率下干扰得到完全抑制，只要C₃和C₁₃的比值满足式(4)(5)式即可。
　　实际测量中，我们使用的选频放大器的中心频率为100kHz，下面就针对这一中心频率下仪器的灵敏度进行分析。
　　实际测量中要求显示端的放电脉冲高度U_dp至少为噪声高度U_dN的二倍^［2］，即：

U_dp≥2*U_dN(6)

　　设局部放电电压U_p，局部放电视在放电量q,分度电容容量C_q,三者关系为：

U_p=q/C_q(7)

　　选频平衡电路中局部放电信号的传递函数如下：

　　由于我们研究的是特定的测量频率——100kHz，对于该频率并考虑到各电容、电阻和电感在该频率下的阻抗数量级，对式(8)化简，得U_o与U_p的关系如下：

　　式(9)中，U_o既是选频平衡一次电路的输出，也是选频放大器的输入。联立式(6)、(7)和(9)可得选频放大器输入噪声电压U_N与最小可测放电量的关系为：

q≥2^．C₁^．U_N(10)

　　由式(10)可得如下结论：
　　4.仪器的最小可测放电量与放大器的输入噪声电压成正比。
　　5.仪器的最小可测放电量与放电试样的电容成正比。
　　由于是选频测量，因此线路热噪声的影响大为降低，只有10^-8V的数量级，因此可以不予考虑。

2　实验验证
　　在图1所示的电路中，以信号发生器作为模拟干扰源，模拟干扰信号由高压端引入，其中C₁为0.12μF、C₁₁为0.011μF，L₂为24mH、L₁₂为21mH,R₂为12Ω、R₁₂为11Ω。以正弦波为模拟干扰信号，在100kHz时将电路调为平衡状态，将干扰频率从10Hz升到1MHz，测得不同频率下系统输出与输入信号的比值如图3所示。测量干扰能够得到抑制的频率与C₃和C₁₃比值的关系如图4所示。将干扰信号频率固定为100kHz,调整C₃和C₁₃，使干扰信号得到抑制，可得如图5所示的C₃和C₁₃的组合。由于正弦信号发生器信号电压及观察用示波器量程的限制，本系统对模拟干扰信号的增益只测量到±80dB。信号发生器的最高频率为1MHz，对于频率比10kHz更低的信号，由于系统对低频信号的衰减，也使输出信号过低，不可测量。我们又在图1所示的实际高压电路中进行了测量，高压线和变压器的放电非常明显，但电路对这些干扰几乎完全抑制。测得最小可测放电量与试样电容关系如图6所示。

图3　选频平衡电路信号增益与频率关系

图4　抑制的干扰信号频率与C₃/C₁₃的关系

图5　对于频率为100kHz的干扰信号，电路平衡时C₃和C₁₃的关系曲线

图6　不同试样电容下局部放电选频平衡测量系统的最小可测放电量

3　讨论
　　由图3可见，图中四个增益峰表明这四个频率值是传递函数的四对共轭极点。式(1)中F(S)的分母为8阶多项式，因此图中出现四个增益峰是合理的。由式(4)容易看出，该增益曲线必定有衰减谷存在。而且应该有两个衰减谷。图中一个衰减谷在100kHz处，另一个应该在0Hz处。从图中趋势也能够看到这点。
　　由图3可知，当该电路参数确定后，只在频谱的某个频率点上能够使干扰信号衰减得足够小，而其它广阔得频带上干扰不能完全抑制，甚至会出现干扰得增益峰。因此，必须使用选频放大器来提取这个干扰信号衰减得足够小得频点，达到抗干扰的目的。
　　由于实验中C₁₁/C₁=0.092，而C₃/C₁₃不小于C₁₁/C₁，因此C₃/C₁₃≥0.09。图4中曲线始终大于0.09，即证明了这点。从图4还可看出，随着频率的增加，C₃/C₁₃的比值有下降的趋势，这是因为式(5)不等式右半部分随频率的增加而减小的缘故。图4从实验上证明了该电路对任何频率都能够找到抑制干扰的C₃和C₁₃组合。
　　图5的实验中，对于固定的选频频率和试样，C₃和C₁₃成线性关系，这也可以用式(5)来解释。由式(5)可见，当试样选定后，不等式左侧的比值就是一个常数，而右侧的增加量只与C₃有关，C₃/C₁₃的比值为一个常数，因此图5中C₃和C₁₃成线性关系。
　　由图6可见，本测试系统的最小可测放电量随试样电容增大而线性增大。图6中当试样电容为255pF时，系统的最小可测放电量为0.06pC。

4　结论
　　1)在选频平衡电路参数固定时，只有在某个特定的频率下干扰信号才能够被完全抑制，而其它频率的信号则不能抑制，因此必须用选频电路来提取这个能够抑制干扰的频率。
　　2)通过调整C₃和C₁₃，选频平衡电路在任何选择的频率下均可调整到平衡状态，只要C₃和C₁₃的比值满足式(4)(5)式即可。
　　3)仪器的最小可测放电量与放大器的输入噪声电压成正比。
　　4)仪器的最小可测放电量与放电试样的电容成正比。

　　
参考文献

　[1]　产品说明书，西电公司局部放电成套装置.上海电缆研究所，1979，1～20
　[2]　Bartnikas R,McMshon E J.Engineering Dielectrics,Vol.1,Corona
Measurement and Interpretation.America Society for Testing and Materials.1979,134～175